Oscilador de audio de baja distorsión desarrollado y escrito por Basin Street Design.
El siguiente oscilador de audio de baja distorsión se basa en el oscilador Wien-Bridge. El enlace anterior desarrolla las matemáticas. Lo entiendo. Puedes saltarte eso si no te importa por qué funciona el oscilador de puente de Wien.
1. Esquema del Oscilador de Audio de Baja Distorsión
Aquí está el corazón de la máquina, el oscilador de audio de baja distorsión se basa en un oscilador de puente de Wien balanceado:
El puente es en formato diferencial, donde los dos pares R-C se encadenan de la siguiente manera:
- El par en serie es desde la salida del oscilador a través de los interruptores SW2-2 y SW4-1 hasta la entrada del amplificador operacional (OA) izquierdo.
- La pata en paralelo es desde allí a través de los interruptores paralelos SW1-1 y SW2-2 hasta la salida del mismo OA.
Como las entradas de ambos OA están referidas a tierra, las tensiones de todo el puente se balancean. El centro del puente en la entrada del OA izquierdo siempre está a tierra (y así se evita la distorsión viajando hacia arriba y hacia abajo de la onda sinusoidal) mientras que los dos extremos del par RC, en las salidas de los dos OA viajan en direcciones opuestas.
Dado que los valores de R y C conmutados están muy igualados, la frecuencia de oscilación se fija de forma fiable en 1/(2*pi*RC).
La ganancia del amplificador de la derecha se ajusta exactamente a 2 mediante la red de resistencias R25, R26, R27, el potenciómetro R19 y la resistencia casera controlada por tensión, U2.
Elegí el LM4562 para este proyecto porque su hoja de datos afirma unas cifras de distorsión impresionantes, pero sé que casi ningún circuito de la vida real funcionará tan bien como las afirmaciones del caso perfecto de la hoja de datos. Sin embargo, es un muy buen comienzo para lograr cifras de distorsión de clase profesional. Como las tensiones de entrada de los amplificadores operacionales no recorren un gran rango de tensión, las variaciones en sus impedancias de entrada son muy pequeñas. Son estas variaciones las que introducen distorsiones del orden del 0,001% al 1% en los chips peores.
2. Placa de Prototipado del Oscilador de Puente Wien
Primer intento del circuito oscilador de audio de baja distorsión. El ajuste de ganancia es el pequeño potenciómetro negro en el centro:
¡Oscila! A 3,247 KHz:
¡Ajustando el trim de ganancia en cantidades microscópicas y manteniendo mi lengua en el ángulo correcto – se puede hacer desaparecer la distorsión por debajo de la capacidad de los analizadores de espectro para verla 90 dB por debajo de la fundamental! (Eso es un 0,003%):
Entonces, ¿hasta dónde llega? Esto sólo se puede encontrar si la ganancia de los op-amps puede ser controlada automáticamente por un circuito de ajuste de ganancia de retroalimentación relativamente lento. También significa que para ver los productos de distorsión, la sensibilidad de entrada del analizador de espectro debe ser aumentada. Pero si intento eso ahora, la fundamental sólo sobrecargará los circuitos de entrada del analizador de espectro y todo lo que veré son MUCHAS y MUCHAS distorsiones internas. Para evitarlo, tengo que eliminar el tono fundamental de la señal con un filtro de corte. Luego subir la sensibilidad tanto como pueda para que los productos de distorsión estén por encima del ruido de fondo. Debajo se explica cómo incluí dicho filtro de notch sintonizable en la unidad final.
Tenga en cuenta que la ganancia de los op-amps es un parámetro crítico. Si no está bien controlada, la oscilación puede crecer hasta llegar a los raíles del amplificador operacional, aumentando la distorsión. O bien puede reducirse hasta desaparecer por completo. La primera opción se ilustra con el siguiente ejemplo:
3. Equipo Oscilador de Audio de Baja Distorsión Casero
3.1 Mecánica
La caja de construcción seleccionada es un viejo generador sinusoidal/cuadrado de Heathkit que ya no funciona (modelo IG-18, se pueden encontrar unidades que funcionan en Ebay). Le arranqué toda la electrónica para dejar sólo la caja y los controles y parte de la fuente de alimentación intacta.
El panel frontal fue denudado, lijado y pintado. No pude usar ninguna de las marcas originales ya que no coincidirían bien con los interruptores que pretendo poner. También decidí construir DOS circuitos en esta caja, el oscilador y un filtro de notch sintonizable que podría utilizar para suprimir la fundamental con el fin de obtener más sensibilidad en mi analizador de espectro. Esta parte se describirá más adelante. La siguiente imagen muestra el panel frontal definitivo con los interruptores y potenciómetros montados. Puedes ignorar el medidor de la izquierda por ahora, no he descubierto qué hacer con él, todavía.
La siguiente imagen ilustra el aspecto del interior:
Se retiraron los componentes de los interruptores y se modificaron los interruptores para adaptarlos a las nuevas funciones. Rehacer y montar estos interruptores no fue poco trabajo. La placa revestida de cobre es solo un lienzo en blanco en este momento. Los interruptores están arreglados ahora y tengo una pequeña fuente de alimentación que me da +/- 12V y +5V regulados.
3.2 Electrónica
3.2.1 Oscilador
Aquí está el oscilador de puente de Wien (sin AGC). El potenciómetro azul es un control de ganancia provisional. Ajustando eso para una buena onda sinusoidal (durante unos segundos) puedo ver lo bien que oscila en el analizador de espectro. El chip en el pequeño disipador de calor es un driver de potencia LT1010 de Linear Technology, U4 en el esquema anterior. El driver es necesario porque la carga del oscilador es de unos 300 Ohms en total.
3.2.2 Ajuste de Frecuencia
Ahora es el momento de cambiar la frecuencia. Este es el interruptor de rango de frecuencia que cambia el valor de los C en las reded RC serie-paralelo:
Cambia la resonancia del oscilador por décadas. Tiene ajustes de 6 – 60Hz, 60 – 600 Hz, 600 – 6KHz y 6 KHz – 60 KHz. Curiosamente, utilizando grandes constantes de tiempo he visto a este oscilador generar felizmente ondas sinusoidales perfectas de 0,06 Hz y sin tiempo de estabilización para hacerlo. Y todo el camino hasta 40 KHz.
Este es el otro interruptor de ajuste de frecuencia. Cambia las R en las mismas redes:
Con 11 posiciones, cambia la frecuencia de resonancia en pasos de 1/3 de octava a lo largo de toda una década. 1/3 de octava es aproximadamente un cambio del 26% hacia arriba o del 21% hacia abajo. La frecuencia más baja generada por el circuito es de unos 6 Hz y la más alta generada de forma fiable es de unos 37 KHz.
Vale, ya lo oigo: «¿Por qué no usar dos potenciómetros en un eje común?». Porque la tolerancia de las resistencias de los potenciómetros comerciales es, en el mejor de los casos, muy mala y el seguimiento de las resistencias de un potenciómetro a otro es aún más malo. Hasta el punto de que el oscilador puede no arrancar en absoluto o puede dejar de funcionar en medio de un giro de la perilla para ajustar la frecuencia. Y los probé; hacen precisamente eso. Decidí que podía vivir con una selección de frecuencia discreta y que un espacio de 1/3 de octava era suficiente.
3.2.3 Control del Lazo de Ganancia
La ganancia de los amplificadores operacionales debe ser controlada automáticamente para lograr un oscilador de audio de baja distorsión. Esa es la tarea del bucle de control de ganancia.
3.2.3.1 Concepto
Aquí está el lazo de control de ganancia:
Este circuito utiliza una referencia de 5,1V en D4. Compara el nivel de pico de la salida del oscilador con el nivel de la referencia y sube o baja el voltaje del integrador para adaptarse. El integrador acciona una resistencia casera controlada por tensión (VCR), U2, en la esquina superior izquierda de este fragmento de circuito para ajustar la resistencia de retroalimentación del op-amp U3B.
3.2.3.2 Resistencia Controlada por Voltaje (VCR) Casera
Construí una resistencia dependiente del voltaje utilizando una pequeña bombilla y una fotocélula introducidas en los extremos opuestos de un pequeño tubo. Utilicé un trozo de 1 pulgada de tubería de freno de automóvil para el tubo. Luego pegué en caliente los extremos y lo pinté de negro. Como se muestra a continuación:
La lámpara es una incandescente de 6,3 V del tipo 2180 de JKL. La fotocélula es una célula de sulfuro de cadmio, cuya medición de la resistencia iluminada en la habitación era de unos 26K.
También probé a utilizar un LED como fuente de luz para el VCR, pero lo encontré demasiado no lineal para servir bien en el bucle de ganancia del generador. Sin embargo, la bombilla era lo suficientemente lineal y lenta como para que el bucle de retroalimentación pudiera asentarse en uno o dos segundos como máximo.
3.2.3.3 Estabilidad
Pero encontré que el sistema de retroalimentación de amplitud cambiaría la amortiguación dependiendo de la frecuencia generada. Las bajas frecuencias generadas se asentaban en una amplitud constante bastante bien, pero cuanto más alta era la frecuencia de oscilación, menos estable se volvía hasta que simplemente hacía como la siguiente imagen (a) y oscilaba la amplitud continuamente.
Encontré que ajustando el valor de R26 (ver esquema superior derecho en la sección 1) permitía que el sistema se estabilizara después de un segundo más o menos. Resulta que no se podía llegar a un compromiso automático en todas las frecuencias de oscilación, así que me rendí después de más de una semana de vueltas en la cabeza y puse un pequeño potenciómetro (b) en el panel frontal y lo llamé «Estabilidad». Con esto puedo ajustar para unos 4Vpp estables en cualquier frecuencia.
La figura de arriba (c) muestra la amortiguación del nivel de salida cuando el control de «estabilidad» está ajustado para estar marginalmente bien. Obsérvese que el potenciómetro etiquetado como «Damping Trim» en el fragmento esquemático del AGC anterior es prácticamente irrelevante.
3.2.4 Atenuador de Salida
3.2.4.1 Los Cálculos
Se basa en el concepto de atenuador en pi conmutado:
Si esto parece extraño, sepa que este atenuador debe satisfacer varias restricciones:
1 – cada posición del conmutador debe presentar una señal 10 dB mayor/menor que la siguiente,
2 – la impedancia de la red que mira hacia el generador (arriba de la cadena) desde el conector debe ser de 150 Ohms en cualquier posición del interruptor,
3 – la impedancia de la red que mira hacia tierra (hacia abajo de la cadena) desde el conector debe ser de 150 ohmios en cualquier posición del conmutador.
Los puntos 2 y 3 anteriores significan que la impedancia que se ve en el conector es siempre de 75 ohmios, por lo que terminará correctamente un cable de 75 ohmios. Un cable de este tipo correctamente terminado en el extremo lejano con 75 Ohmios también se verá como una carga de 75 Ohmios en el conector. Puede encontrar más información sobre la adaptación de fuente/carga en este enlace.
Resolver esto requiere resolver tres ecuaciones simultáneas para encontrar tres valores de resistencia para cada sección de la cadena de atenuación. Lo mejor es hacerlo con algo como MathCad (lo que yo usé) o MatLab o alguna otra cosa. Cuando todas estas restricciones se cumplen, entonces el atenuador tiene ocho posiciones, todas separadas por 10 dB y todas perfectamente adaptadas a un cable de 75 Ohm.
Además, fíjate que NO hay ningún buffer o amplificador simple entre el oscilador, incluyendo su buffer de potencia U4, y el atenuador. Cualquier cosa así introduciría distorsión y eso es lo que estoy tratando de evitar.
3.2.4.2 El Conmutador
La plataforma de interruptores que utilicé para el atenuador era un conmutador de 2P5T que rehíce para que fuera de 1P9T. La siguiente imagen muestra el conmutador de atenuación construido con algunas de las resistencias. La mancha de epoxi oculta una grieta en la oblea. Obsérvese que para conseguir una precisión superior al 1% en las resistencias he utilizado dos seleccionas del 5% en paralelo. Cada valor fue medido con un polímetro de 4 dígitos.
La impedancia de salida se comprobó con un polímetro en cada posición del conmutador.
3.2.4.3 Resultados del Atenuador
Una vez instalado, la atenuación se comprueba en el analizador de espectro. Esta es la diferencia entre dos posiciones del conmutador separadas por tres clics:
La escala vertical es de 10 dB/cm. El analizador de espectro almacena un barrido mientras muestra otro, por lo que se pueden comparar dos barridos.
3.2.5 Señal de Sincronismo de Salida
Se trata de una onda cuadrada de 1Vpp de la misma frecuencia que el oscilador de audio de baja distorsión:
Puede utilizarse para conectarse a un contador para controlar la frecuencia sin tener en cuenta el ajuste del atenuador.
3.2.6 Fuente de Alimentación
La siguiente imagen muestra el esquema de la fuente de alimentación utilizando el transformador original de Heathkits:
Es bastante sencillo con los reguladores 78XX (7805, 7812 y 7912). La fuente de alimentación incorporada se puede observar como la placa verde de la segunda imagen en la sección 3.1.
4. Rendimiento del Oscilador de Audio de Baja Distorsion
4.1 Resultados Iniciales
¿Qué tal lo hace? Aquí está un tono de 3778 Hz en el analizador de espectro mostrando 90 dBc libre de armónicos:
0 Hz están en la línea de la gratícula más a la izquierda y la escala es de 2 KHz/div horizontalmente, 10 dB/div verticalmente. El pico en el lado izquierdo de la pantalla es un artefacto de los filtros del analizador. Dado que el ancho de banda de la resolución ajustada es de 30 Hz, se verá un pico de esa anchura a la izquierda. Este artefacto está documentado en el manual de servicio del instrumento y es inevitable.
Pero en la medida en que disminuimos la frecuencia, los armónicos de la línea eléctrica aparecen y se vuelven más odiosos.
4.2 Corrupción Armónica en Alimentación
4.2.1 Descripción del Problema
Aquí hay algo de energía de línea eléctrica que se filtra en el analizador de espectro y que debe ser rastreada y tratada:
La escala es de 0 Hz en el borde izquierdo, 50 Hz/div a la derecha, 0 dBV en la línea superior, 10 dB /div verticalmente. El pico alto es mi señal generada con mi oscilador de audio de baja distorsión construido en casa a 360 Hz. También se puede observar la línea de potencia de 60 Hz y los armónicos.
4.2.2 Un Problema de Conexión a Tierra
Supuse que la energía de la línea eléctrica de 60 Hz provenía de algún elemento dentro de la caja del generador. De hecho, creí confirmarlo cuando el analizador de espectro mostró justo la misma corrupción armónica de potencia en el carril de +12V. Pero también lo encontré en otros puntos del circuito. Sólo por diversión, quería ver cómo desaparecía cuando apagaba la unidad osciladora. Pero no lo hizo. (¿Eh?) Así que empecé a apagar otras cosas, una por una:
– el osciloscopio en el que también estaba enchufada la salida del oscilador => ningún cambio,
– mi contador de frecuencias => ningún cambio,
– las luces, el soldador, la radio => ningún cambio.
Saqué el cable del analizador de espectro y finalmente desapareció. Me alegré de que el analizador de espectro no tuviera ese defecto. Luego lo volví a poner y empecé a desconectar el coaxial de las demás cosas y descubrí que la corrupción de la línea eléctrica desaparecía sólo cuando el coaxial estaba desconectado de TODO lo demás. De hecho, volvía a aparecer si el lado de TIERRA del coaxial tocaba CUALQUIER objeto «conectado a tierra», como un conector BNC, la punta del soldador, la carcasa de la regleta, CUALQUIER cosa. Obviamente había una pequeña diferencia de voltaje alrededor de un «bucle de tierra» que se formaba entre varias partes del equipo cuando se conectaban dos o más puntos «conectados a tierra» y esto causaba alguna corriente residual alrededor del bucle.
4.2.3 Una Solución Parcial
Hace algún tiempo caractericé un elemento clásico de un equipo de audio de calidad profesional: un transformador de entrada de audio. Esta cosa se utiliza para eliminar precisamente este tipo de problemas en las emisoras de radio/televisión, etc. En este enlace hay un informe que presenté sobre él.
Así que lo usé aquí en el extremo delantero del analizador de espectro. Eliminó el bucle de tierra casi por completo. Esta toma muestra que ha desaparecido en su mayor parte:
Pero tiene sus inconvenientes: Introduce sus propios productos de distorsión, especialmente a bajas frecuencias. Así que, aunque ha demostrado que la corrupción de 60 Hz no fue generada por mi oscilador, no puede utilizarse para medir la distorsión de mis señales a los niveles que estoy buscando. Y no se puede utilizar para medir la distorsión a frecuencias muy bajas.
4.3 Distorsión
4.3.1 Filtro Notch Ajustable
La segunda cuestión es la construcción de un filtro notch sintonizable para pasar la señal antes de introducirla en el analizador de espectro (SA). Esto es necesario para suprimir la fundamental de la señal generada para que no sobrecargue los circuitos de entrada del SA. Esto permite aumentar la sensibilidad de entrada del SA para que los productos de distorsión por debajo del suelo de la pantalla se puedan ver.
Se consideraron varias topologías de filtros notch: el famoso circuito de Twin-T, el circuito Fliege y el circuito Bainter.
4.3.1.1 Circuito Twin-T
El circuito twin-T ha sido analizado muchas veces. Es difícilmente sintonizable. La sintonización sólo se puede lograr variando tres resistencias en estrecha sincronía y como he dicho antes 3 potes en un eje son terribles para eso. Y aunque teóricamente puede tener un notch MUY profundo, la profundidad y el Q de ese notch se degradan drásticamente con pequeñas variaciones de los valores de los componentes debido a tolerancias o derivas. Así que no elijo este.
4.3.1.2 Circuito Fliege
He analizado esto y mientras la frecuencia del notch y el Q son ajustables con elementos individuales, no 2 o 3 en un eje, no puede tener ajustes independientes de la frecuencia del notch y el Q. El ajuste de una afectará a la otra. El circuito Fliege requiere el uso de una capacidad variable para el ajuste de la frecuencia, por lo que es otro circuito que se diseña fácilmente para una frecuencia fija, pero no tanto para una frecuencia variable.
4.3.1.3 Circuito Bainter
En este circuito, tanto la frecuencia como el Q son ajustables con potenciómetros individuales, como he demostrado matemáticamente en este enlace. No hace un notch tan profunda como el twin-T pretende (pero de nuevo ningún circuito lo hará con componentes del mundo real que no están emparejados a mucho mejor que el 1%) pero lo hace a un grado que es útil para mí, alrededor de 50 – 60 dB. Eso es suficiente para permitir una buena medición de los productos de distorsión residual en mi generador de frecuencias de audio.
Para obtener un informe completo sobre el análisis y la aplicación del filtro Bainter Notch, visite este enlace.
4.3.2 Resolución del Analizador de Espectro
Esta toma es sólo para mostrar lo sensible que es esta vieja joya de analizador de espectro:
La entrada está en cortocircuito con un terminador de cable de 75 ohmios y sin entrada de señal. El rango es de 0-500 Hz. Observe que la atenuación de entrada está en -70 dBV. Ese es el nivel de referencia en la línea superior de la pantalla. Contando hacia abajo en la pantalla desde allí 10 dB/div llegamos a un suelo de ruido de -150 dBV y algunos residuos de la línea de potencia (60 Hz, 180 Hz, 300 Hz) a -134 y -138 dBV. El escaneo tardó 1000 segundos en hacerse con una resolución de 1 Hz, unos 16 minutos.
Tenga en cuenta que «dBV» significa «decibelios referidos a 1V rms», por lo que -150 dBV son unos 32 nanovoltios rms.
4.3.3 Medidas
4.3.3.1 Distorsión a 800 Hz
Así que, por fin, estamos en condiciones de averiguar lo bueno que es el equipo oscilador de audio. Esto muestra un tono de 800 Hz:
La escala horizontal es de 0 a 5 KHz. El ruido de fondo parece alto porque el ancho de banda de resolución es de 30 Hz. Sería más bajo con un ancho de banda de resolución menor, pero esto es suficiente por ahora y permite una velocidad de barrido más rápida. He superpuesto la respuesta del filtro notch y lo he ajustado para que esté a 800 Hz también.
A continuación, hago pasar la señal por el filtro notch para suprimir la fundamental y permitir que la sensibilidad de entrada del analizador de espectro aumente para que los productos de distorsión puedan elevarse por encima del suelo de ruido.
Esta es la misma señal de 800 Hz con la fundamental suprimida en unos 60 dB y la sensibilidad de entrada del espectro aumentada en la misma cantidad. Todos los demás ajustes son los mismos. Puedes ver que el suelo de ruido no se ha movido de forma apreciable pero los armónicos de 800 Hz han subido. El más alto es el tercer armónico a -105 dBc (0,00056% o 5,6 ppm), el segundo a -106 dBc, el cuarto a -115 dBc, etc.
4.3.3.2 Distorsión a 1 KHz
Este es el mismo ejercicio para 1 KHz:
Y el tercer armónico está a -40 -59 = -99 dBc, también conocido como 0,0011% u 11 ppm:
5. Conclusiones sobre el Oscilador de Audio de Baja Distorsión
He desarrollado un oscilador de audio Wien-Bridge y he medido su distorsión. Junto al documento os he dejado varias mediciones a varias frecuencias. La mejor distorsión que he visto es de -115 dBc (0,00018% o 1,8 ppm) pero empeora un poco a frecuencias más bajas por debajo de 50 Hz porque las constantes de tiempo del AGC parecen cortas a esas frecuencias por lo que el mecanismo de corrección de amplitud sacude un poco la ganancia causando algo de distorsión. En frecuencias por encima de 2 KHz parece ser consistente en -99 dBc.
Voy a dejarlo aquí. Creo que lo que tengo es lo mejor que puedo hacer sin cambiar completamente la filosofía de la máquina. (¿Puedes decir «Síntesis Digital Directa»? ) Y supongo que es lo suficientemente bueno para cualquier cosa de audio que construiré en el futuro previsible (y no tan previsible).
Sobre el autor:
B. Ap. Sci. (EE), 1977 Universidad de Waterloo, ingeniero, emprendedor, retirado.
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